无DC-DC变换实现多路高精度输出反激电源的诀窍

近年来，数字电路的集成度一直在提高，摩尔定律直到今天还在指导数字电路的设计和创新。每当有新的消费电子产品发布，我们已经习惯了媒体上大肆宣传的性能又有了新的提升，并且功耗有了进一步降低。但是，到了模拟电路领域，似乎大家也已经习惯了一成不变的架构和设计，那为什么还需要InnoMux™-2这样的创新设计呢？接下来我们从传统的电源变换器切入，来看看InnoMux™-2的创新之处。

目前的电子产品多数需要多个电源轨来满足不同组件的电源需求，例如一个典型的微机电一体化设备（冰箱、空调等），通常传感器需要5V电压，微控制器需要3.3V电压，而闭合器需要12V电压。应对这类电源需求，最直接的想法是在单路输出电源的基础上进行二次变换。

常见的基于单路输出的电源架构如下图所示。

单路输出的反激式电源可以提供1种电压的输出，其它电压如果高于它，使用二级升压电路实现，如果低于它，就使用二级降压电路实现。逻辑非常直接，效果也是满足基本的工程要求的，只是效率不高。假设单级的效率是90%，那两级串联后的效率就是0.9*0.9=81%。

当然，我们也可以的增加多个绕组，来实现多路输出电源，如下图所示。

图中有3个输出，但它们不是对等的，1个叫主输出，另外2个叫辅助输出。原因是反馈电路只根据主输出来稳压，辅助输出不参与反馈，会随着负载变化而飘忽不定。为了稳定辅助输出，我们可以加假负载，使得空载状态下的输出电压不至于太高。这个假负载一般是负载电阻，很显然它无端消耗了一部分能量。

至此，通过简单的分析，我们已经可以发现传统的多输出电源变换器面临的挑战，就是3个设计要素的权衡：

1.效率

2.空载功耗

3.输出精度

详细的对比如下图所示。

比较容易想到的常见改进方法是在上述方案上修修补补，以期各项参数可以满足工程需求，但归根到底还是要在效率、空载功耗和输出精度上做出权衡。而InnoMux™-2则跳出了这种权衡，拓扑的设计思路是去掉DC-DC变换器，做到“一步到位”。辅助输出容易受到主输出的影响，主要原因是绕组物理圈数是固定的，尽管圈数是按照电压比例设定好的，，但绕组间由于漏感大小的不同，造成不同负载情况下实际输出电压并不总是按比例分配，对于负载轻的输出会产生“峰值”充电的现象，进而造成电压飘高。而且由于多路输出各绕组间功率的分配是按圈数自动分配的，那么只有主输出（有反馈的输出）才有权决定初级的开关状态，这必然造成无反馈的辅助输出不能被很好的调控。那么有没有一种方式，可以实现能量的动态分配，实现虚拟的“动态绕组”呢？如果可以满足上述工程上的权衡，那就变成了皆大欢喜的“我全都要”。

PI新近发布的InnoMux™-2完美地解决了上述多输出应用当中的技术“痛点”。如下图所示，是InnoMux™-2的结构和工作方式。   

不像传统多输出电源中只有一路主输出有反馈的方法，该方案利用器件的次级电路对每一路输出都进行监测，或者是电压（恒压输出）或者是电流（恒流输出）。当某一路的电压或电流下降时，则由次级侧的控制器向初级发送一个开关请求信号（通过FluxLink，以脉冲的方式）。而下次初级侧开关管开关所发送至次级的能量，则只能由发送请求的那路输出进行“接收”。“接收”的方法是通过次级增加的选通开关（与输出串联的MOSFET）来完成的，而未发起开关请求的输出则与变压器处于断开的状态。得益于数字电路的高速高精度特性，我们可以在每个开关周期中动态调控其能量的传导路径，从而实现每个开关周期仅将能量分配至有需要的输出，达到各路输出在任何负载下都有极佳稳定度的效果。

以一个单绕组12V、5V双路输出反激式电源的架构为例，我们来分析一下InnoMux™-2的工作原理。12V输出时，当12V降至FB参考点以下，次级侧经Fluxlink发送开关请求，初级开关导通，能量积聚，SR导通，选通FET关断，储能释放至12V输出。5V输出时，当5V降至FB参考点以下，次级侧经Fluxlink发送开关请求，初级开关导通，能量积聚，SR导通，选通FET导通，储能释放至5V输出。

我们再看一下InnoMux™-2工作的电流波形图。其中GSel是选通FET的栅极信号，GSR是SR FET的栅极信号。我们可以看到，通过控制GSel，就可以选择次级端变压器当中储能的传导路径，或者是释放至5V端，或者释放至12V输出端。

从上面的波形中我们注意到，GSR的信号在初级功率开关管开通之前，有一个短暂的开通脉冲。这也是InnoMux™-2的另一大特色，即使用现成的SR FET实现零电压开关（ZVS）。这种方法无需传统有源钳位中用到的额外电路，效率可以提高0.5%~1%。其具体的操作原理如下图所示。   

具体的工作过程如下：① 初级开关导通前，使SR FET短暂导通一段时间，这样会在次级侧绕组当中产生一个反向电流，能量来自于5V的输出电容。而当SR FET关断后，反向电流换流至初级绕组两端，也是反向的（从漏极至直流母线正端）。② 初级VDS被反向初级电流放电，并将VDS电压降至接近“0”，此时再发出初级开关的开通驱动信号，这样做就达到了ZVS的效果。通过对工作原理的了解，我们意识到这种控制方式仅在DCM工作方式时才能实现。但好在多数的反激式电源在高压输入情况下均工作于DCM， 而高压输入也是初级功率开关管开关损耗比较大的工作状态。在低压输入时，电源还是设计于连续模式，可以优化导通损耗。此时即使没有ZVS开关操作，也不会对效率及功率管温升产生很大的影响。这种“聪明”的ZVS实现方式，不但降低了整体系统成本，也进一步提升了该器件可以输出的功率能力，改善了器件本身的温升表现。

InnoMux™-2通过对每个开关脉冲能量的导引来实现各路输出的精确输出。但当某路输出负载变轻的情况下，必然导致其请求开关的脉冲的频率落于音频范围以内，从而可能产生音频噪音的问题。那么InnoMux™-2是如何解决的呢？

答案就是其独特的一项控制技术，叫做“脉冲共享”，如下图所示。

其实具体的InnoMux™-2操作并不是像我们前述的那样，即每个初级脉冲发送过来的能量都一直输送给某个单一的输出。因为这样势必会造成随负载的变化，变压器不同开关周期内磁通释放的斜率有所差异，换句话说也就是各周期次级电流波形的形状不一致，一旦这种电流不一致的频率进入音频范围或者接近于变压器的固有振荡频率，则会产生音频噪音问题，同时也会造成输出纹波的增大。这在较高功率的应用当中是无法接收的。那么解决的方法就是将一个周期内从初级传输过来的能量在不同的输出之间分担，也就是“脉冲共享”。具体操作就是在最高电压的输出和另外的一路低压输出之间进行能量分担，利用选通开关的通断来将高压输出的剩余能量消耗在选通开关导通的那路输出负载上面。这样做就可以保证分担能量的两路输出均可以以相对较高的频率进行操作，同时也可以保证各周期间有相同或相似的次级电流形状，也就降低了前述的开关进入音频范围的影响。             

从上面的波形中可以看到，每个周期的能量在次级泄放期间先是传导到12V输出，而在后半段则传导至5V输出。而所示的三个开关周期其电流波形的形状是相近的，也就是变压器的磁通变化规律是相近的，这样就避免了次谐波频率进入音频范围的可能，进而降低音频噪音。再者，由于能量共享后每个输出以更高的频率得到能量补充，其输出纹波也可以得到保证。

InnoMux™-2通过对输出精准的调控，再加上独有的ZVS实现方式，使其整体变换效率可以达到90%。相比于传统的多输出应用当中单级反激+后级稳压器的方案提高了10%的效率。或者也可以理解为，浪费的能量减少了一半。如下图所示，我们可以看到，相比单输出92%的变换效率，InnoMux™-2仅在损失2%的额外损耗的情况下，就实现了多路输出的精确调整。而这对于整体系统满足能效标准、提升供电电源待机表现都具有非常大的意义。   

InnoMux-2在多路输出的电源应用当中，通过创新性的能量导引控制策略，打破了传统多路电源方案中效率、空载功耗和输出精度的约束，实现了90%的系统效率。这种单级变换去掉了常用的后级DC-DC变换器，简化了多路输出电源的架构，适合大量行业的应用，势必会对多路输出电源的设计带来一场革命性的变化。