模拟芯视界 | 借助 PSFB 转换器中的有源钳位实现高转换器效率

相移全桥 (PSFB) 转换器 （请参阅 图 1 ） 广泛应用于高功率应用 ，主要是因为 PSFB 转换器可在其输入开关上实现软开关，从而提高转换器的效率。虽然软开关大大降低了开关损耗，但输出整流器寄生电容与变压器漏电指示器谐振（在 图 1 中建模为 L _r ）， 导致电压振铃并具有高电压应力。

输出整流器的电压应力可能 高达 2×V _IN ×N _S /N _P ，其中 N _P 和 N _S 分别是变压器的初级绕组和次级绕组 。过去，在输出整流器上应用无源缓冲器（如 图 1 中的 电阻器-电容器-二极管 [RCD] 缓冲器 ）可防止整流器电压过高，并允许使用额定电压较低且品质因数较高的元件来降低功率损耗。

图 1. 具有无源钳位和主要波形的 PSFB 功率级

将金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET) 用作 同步整流器 (SR) 时，与额定电压较高的 MOSFET 相比，在额定电压较低的 MOSFET 上可实现更低的 C oss 和 R _{DS (on)} 。但是，使用无源缓冲器意味着 导致电压振铃的部分能量将在无源缓冲器中耗散，从而降低效率 。

本文介绍了 有源（而不是无源）缓冲器及其相关控制 ，该缓冲器可 更大限度地减小整流器电压应力 ，从而实现 更高的转换器效率 ，同时还可在不影响工作范围的情况下 大大降低缓冲电路中的能量耗散 。

如 图 2 所示，在输出电感器之前插入由电容器  (C _CL ) 和 MOSFET (Q _CL ) 形成的有源钳位支路，可以在有效占空比 (D _eff ) 周期内实现有源钳位支路电流传导，从而将次级绕组电压 (V _SEC ) 和整流器电压应力钳位到 C _CL 电压 -V _CL 。为了 对输出整流器施加低电压应力 ，您必须选择 足够大的 C _CL 以实现低电容器电压纹波 。经验法则是选择由 L _r 和C _CL 形成的电感器-电容器 (LC) 谐振周期 ，该周期远长于由 方程式 1 表示的 开关周期(T _S ) ：

方程式1

使用有源缓冲器时，整流器电压应力将 钳制在 V _IN ×N _S /N _P 左右 ，这大约是没有任何钳位电路时电压应力的一半。

与无源缓冲器不同，有源缓冲器不会耗散功率电阻器上的振铃能量，而是会 作为无损缓冲器在 LC 谐振回路中实现能量循环 。当输出绕组电压变为非零时，能量将从初级绕组转移到次级绕组，以便使输出电感器通电并使电流通过 Q _CL 体二极管，即使 Q _CL 未导通也是如此。在主体已传导电流后导通 Q _CL 将确保 Q _CL 上实现零电压开关 (ZVS)。因此，与具有无源缓冲器的相同规格的 PSFB 转换器相比， 具有有源缓冲器的 PSFB 转换器的转换器效率更高 。

图 2. 具有有源钳位和主要波形的 PSFB 功率级

在 PSFB 中实现有源缓冲器时，变压器绕组电流将 不再像输出电感器电流那样在有效占空比 (D _eff ) 周期 (T _S )（非零输出绕组电压周期）期间单调上升 。这是因为有源缓冲电容器的能量还会 参与使输出电感器通电 ，而不仅仅依赖于输入侧的能量传输。非单调电流斜坡特性可能会使峰值电流模式控制变得困难，因为输入或变压器绕组电流通常用于峰值电流检测，而输入或变压器绕组电流较高并不一定表明占空比较大。

为了在电流单调上升时进行峰值电流检测，我们必须确保在整个工作电压和负载范围内，D _eff T _S 始终大于完成电流秒平衡的持续时间 - D _CSB T _S 。由于具有较大 D _eff 的 PSFB 有望实现高效率， 因此 PSFB 通常设计为在中高负载条件下具有较大 D _eff ，并且预计 D _eff >> DCSB 。在轻负载条件下，转换器应在不连续导通模式下运行，其中 D _eff 将小于连续导通模式下的 D _eff (在相同的输入/输出电压条件下) 。 为了使 D _eff T _S 即使在轻负载条件下也大于 D _CSB T _S ，我们已实现了 基于负载电流的降频控制 。

D _CSB T _S 的持续时间成为峰值电流模式控制的一个重要因素。完成电流秒平衡需要多长时间，现在成为一个重要却难以回答的问题。要回答这个问题，您需要计算 流经有源钳位支路的电流 。

假设 V _CL 为常量且 L _m =∞，则 方程式 2 将占空比损耗周期（V _SEC =0 且 i _SR1 和 i _SR2 正在换流的周期）期间的 整流器电流变化率 表示为：

方程式 2

其中 V _Lr 是 L _r 两端的电压。

方程式 3 计算 输出电感器电流的变化率 :

方程式 3

利用 方程式 2 和 方程式 3 以及 基尔霍夫电流定律 ， 方程式 4 计算 有源钳位电流的变化率 :

方程式 4

由于 V _CL ≈V _IN ×N _S /N _P ，因此您只需将总有源钳位支路传导时间作为 方程式4 中的 Δt ，即可求解 Δi _CL 。但是， 您仍需要知道 i _CL 的峰值 ，才能计算 i _CL 均方根 (RMS) 值。如 图 3 所示，如果在时间 t ₂ 时 i _SEC = i _Lo (在将 C _oss 充电至 V _CL 后) ，而在时间 t ₃ 时 i _SEC = i _SR (开始对 C _CL 充电)，则 方程式 5 可推导出 i _{CL ,peak} 值为:

方程式 5

图 3. 有源钳位电流传导周期的主要波形

通过 方程式 6 将 t ₂ 处的 i _SR2 值 推导为:

方程式 6

假设 i _SR2 电流 从 t ₀ 到 t ₂ 的递减速率相同，则 方程式 7 推导出 t ₂ -t ₁ 的持续时间 为：

方程式 7

由于 C _L 需要保持 电流秒平衡 ，因此面积 A ₁ 和 A ₃ 之和 将 等于面积 A ₂ 。

如 方程式 7 所示，SR C _oss 控制有源钳位支路上的峰值电流。如果您选择低 C _oss SR FET，则有源钳位支路 RMS 电流会更低，从而有助于 提高转换器效率 。

以下是设计 具有有源缓冲器的 PSFB 转换器 时的一些设计指南:

• 为避免 CCL 能量回流到初级侧，QCL 必须仅在占 空比损耗持续时间之后 才导通

• 当体二极管仍在为 ZVS 传导电流时， 必须导通 QCL。

• 较长的 QCL 导通时间会 降低 VCL 和 SR 电压应力 ，但 QCL RMS 电流会增加 。

• 较低的 SR Coss 不仅有助于降低有源钳位支路 RMS 电流，还 有助于降低 SR 电压应力 。

有源钳位方法不限于全桥整流器;它适用于其他类型的整流器，例如倍流器或中心抽头整流器。 图 4 所示为中心抽头整流器上带有有源钳位的 PSFB 转换器，在 具有有源钳位、功率密度大于 270W/in ³ 的 3kW 相移全桥参考设计 中实现 。

图 4. 中心抽头整流器上带有有源缓冲器的

PSFB 转换器

如 图 5 所示，使用双有源钳位支路可将 SR 电压应力钳制在 40V 以下，负载电流为 250A 时的 钳位损耗可忽略不计 (导通损耗非常小)。

图 5. 具有中心抽头整流器和有源缓冲器的

PSFB 转换器 在12V/3kW 输出下的稳态波形

本文讨论了一种 允许 PSFB 转换器在峰值电流模式控制下与有源缓冲器搭配使用的控制方法 。有源缓冲器可降低输出整流器上的电压应力，缓冲电路上的功率损耗可忽略不计， 从而大大提高了转换器效率 。有源缓冲器引入的电流干扰使峰值电流模式控制变得困难。通过固定有源缓冲器电源开关导通时间并实施降频控制，可以实现高效且峰值电流受控的 PSFB 转换器。 400Vin、12Vout/3kW PSFB 原型 采用提议的控制方法构建而成，这种方法已在整个工作负载范围内进行了验证，在 250A 满载条件下， 输出整流器电压应力限制 在 40V 以下 。