如何实现一种7.5kW电动汽车碳化硅逆变器的设计呢？

第三代功率半导体碳化硅SiC具有高耐压等级、开关速度快以及耐高温的特点，能显著提高电动汽车驱动系统的效率、功率密度和可靠性。首先，设计了两电平三相逆变器主电路和带有保护功能的隔离型驱动电路，使用LTSpice仿真分析了门极电阻对驱动性能的影响；其次，建立了逆变器的功率损耗与热阻模型，使用Icepak对散热器进行了散热分析；再次，讨论了PCB板寄生参数对主电路和驱动电路的影响， 并提出了减少寄生参数的措施；最后，采用CREE公司的1200 V/40 mΩ SiC MOSFET制作了1台7.5 kW的实 验样机，并给出了测试结果。

电机驱动逆变器是电动汽车驱动系统的重要组成部分，决定了整车的性能和可靠性。随着电动汽车的发展，对电力驱动的小型化、轻量化、高能效和可靠性提出了更高的要求。由于驱动逆变器功率的增加，需要更高的直流母线电压，目前驱动逆变器的输入电压已经从300 V发展到了750 V。在此电压等级下，Si MOSFET由于导通内阻较高会产生过大的导通损耗，而Si IGBT又存在着电流拖尾问题，关断损耗过大。

碳化硅SiC作为第三代功率半导体材料，具有硅无法比拟的优势，应用在纯电动汽车和混合动力汽车的驱动系统中，能显著提高驱动系统的功率密度，减小散热器的体积、重量和成本，还可实现逆变器和马达的一体化和轻量化。通过三菱电机11 kW Si和SiC逆变器的体积对比，同等容量下SiC逆变器的体积减少了60%。

近年来，国内外对SiC器件在电力电子变换器中的应用及存在的问题进行了一些研究。设计了一种准Z源逆变器，大大减少了电容和磁性元 件的体积，并将效率提高到了97%；设计了一种基于封装集成技术的单相逆变器，通过良好的散热设计，将功率密度提高到了58.8 W/in3；对SiC MOSFET的驱动电路进行了设计，但电源和保护电路较为复杂；文献研究了SiC DC-DC变换器中寄生参数产生的振荡和电压应力问题，但是未给出PCB的布局方案。

本文采用SiC MOSFET设计了三相逆变器的主电路和驱动电路，采用风冷散热进行了仿真计算，通过结构优化以减小PCB板的寄生参数，最后研制了1台7.5 kW的实验样机进行验证。

1 逆变器电路设计

设计逆变器首先要从主电路开始，根据需求进行功率器件和直流侧电容的选型。驱动电路是逆变器的核心，需要完成隔离、缓冲、保护等功能，影响着逆变器输出波形的质量、效率和可靠性。

1.1主电路设计

本文设计的SiC MOSFET逆变器采用两电平三相电压型拓扑。主功率器件选用6只CREE公司 的SiC MOSFET C2M0040120D，其耐压为1200 V， 输出电流可达40 A。选择直流母线电容时，应考虑器件的开关频率。通常而言，同体积的电解电容容 量较薄膜电容大很多，但是电解电容的ESR比薄膜电容高1个数量级。滤波电容的阻抗等于容抗加上自身ESR，所以在高频应用中，薄膜电容的整体滤波效果已经与电解电容相当。此外薄膜电容具有更好的温度特性和频率特性，更适合电动汽车驱动中的应用。因本文设计的逆变器频率为100 kHz， 所以采用薄膜电容作为主电容。根据文献计算电容容量的方法，选择4只800 V/10μF的薄膜电容。逆变器参数如表1所示。

1.2驱动电路设计

由C2M0040120D的输出特性可知，SiC MOSFET的跨导比IGBT小，在IGBT常规的驱动电压10~15V的范围内，SiC MOSFET的导通压降较高。为了降低导通压降，通常将SiC MOSFET的驱动电压设置为18~20V。另外，虽然SiC MOSFET可以实现0 V关断，但是为了其快速关断的特性，一般使 用-3~-5 V关断电压，避免快速开关干扰导致的 SiC MOSFET误触发。

由于门极电阻Rg决定了开关过程中的振荡过程和电容充电速度，因此本文使用LTSpice软件对 C2M0040120D在不同门极电阻下的开关工作特性 进行了仿真分析。由图1可知，当Rg取5Ω时，即保证了开关速度，又对开关振荡进行了有效抑制。

驱动电压阶跃时，首先通过门极电阻为栅极电容充电，当栅极电容电压高于阈值电压Vgs,th后， MOSFET才开始导通。因此，驱动电路的驱动电流应足够大，以满足电路对上升时间的要求。通过芯片手册中给出的总栅极电荷QG和开通时间ton，可 以求出驱动电流为：

式中：R'g为数据手册中测试使用的门极电阻；RG为实际电路中的门极电阻；Rg（ int）为MOSFET内部门极电阻。计算驱动电流时，驱动电压会对QG产生影响， 本文使用的驱动电压与MOSFET数据手册中相同， 故不再考虑。

为了保护控制电路和操作人员安全，同时提高设备的抗干扰能力，驱动电路应实现主电路与控制电路之间的隔离。本文采用了光耦驱动和整形放大两级驱动电路。隔离电源使用金升阳公司的A1212S-2WR2模块，将12V输入转化为隔离后的24V，并使用4.7 V稳压管得到+19.3 V/-4.7 V的驱动电压。光耦驱动使用Broadcom公司的ACPL-335芯片，它内部包含了短路检测、米勒嵌位和低压闭锁功能。整形放大使用IXDN609芯片，可以满足驱动电路高速、低延时和低输出阻抗的要求，最大输出电流9 A，大于驱动峰值电流。驱动电路原理如图2 所示。

功率管利用光耦芯片的饱和检测端口实现过流保护。其原理是器件导通时，如果DESAT引脚电压大于3.9 V，芯片就会闭锁输出并且发送短路信号。使用1只稳压二极管，设定过流值，稳压1.5 V，电流阈值为（3.9-1.5-0.7）/0.04=42.5 A。驱动电路还设计了门极嵌位保护，当电压大于24.7 V或者小于-5.4 V时，通过反串联稳压管将电压嵌位，保护 SiC MOSFET门极不被击穿。使用10 kΩ栅源极电阻，保证驱动芯片掉电状态下功率管可靠关断。此外，为了防止寄生参数导致的电压尖峰击穿MOSFET，在开关管两端加入了RC吸收电路。

2 散热设计

散热设计是逆变器设计的重要环节之一，如果器件损耗产生的热量得不到有效散热，MOSFET的结温就会上升，导致器件性能和寿命降低，甚至永久损坏。因此，为了逆变器安全可靠地运行，必须对散热系统进行良好准确的设计。

在中小功率逆变器中，通常采用风冷或者液冷的散热方式。通常，空气的导热系数比液体低得多，所以在相同体积下，液冷比风冷能带走更多的热量。但是，液冷的成本较高，且系统复杂可靠性低。由于SiC MOSFET具有低损耗、耐高温的优点， 因此本文采用风冷散热设计。

2.1 SiC器件损耗分析

在PWM控制的逆变器中，MOSFET的损耗主要为导通损耗Pcond和开关损耗Psw，其功率损耗。由于功率损耗与MOSFET导通电阻有关，而导通电阻受芯片结温影响，计算较为复杂。本文使用CREE公司的在线仿真工具Speed-Fit，其仿真电路参数设置及仿真结果如图3所示。逆变器6只1200V SiC MOSFET C2M0040120D的总损耗为187.45 W。

2.2散热器热阻计算

使用热阻等效电路分析逆变器对散热的要求， 建立的等效电路如图4所示。图中，Ploss,Qi为各器件损耗，RθJC、RθCH、RθHA分别为结壳热阻、壳-散热器基板热阻与散热器热阻；TA、TH、TJ,Qi分别为环境温度、 散热器基板温度与各器件结温。

本文使用6063铝合金散热片，热源平均分布在散热片上。每个SiC MOSFET与散热器之间使用陶瓷垫片实现绝缘。根据MOSFET和陶瓷垫片的数据手册，可以得到结壳热阻RθJC=0.34℃/W，陶瓷垫片热阻RθCH1=0.11℃/W，导热硅脂热阻RθCH2=0.44 ℃/W。使用Ansys Icepak有限元软件对散热器进行 热仿真，参数按照表2设置。

根据等效电路可以列出各点温度方程为：

图5为Icepak仿真温度云图，由结果可知，散热器表面最高温度为77.08℃，用最高温度计算散热器热阻RθHA=0.241℃/W。根据式（3），计算出额定负载下SiC MOSFET的最大结温为104.9℃，满足器件稳定运行的要求。

3 PCB设计

在相同耐压等级的器件中，SiC MOSFET的寄生参数Ciss、Crss、Coss等比IGBT的要小很多，因此， SiC器件的开关时间短，开关损耗低，但是对驱动电路和主电路的寄生参数更敏感。文献讨论了主电路的寄生参数对电路性能的影响。在半桥电路开 关过程中，关断的MOSFET相当于1个电容Coss，开通的MOSFET相当于1个极小的电阻，它们与电路的杂散电感Ls产生串联谐振，会在MOSFET两端产生很大的电压超调，甚至导致开关管击穿。

为了减少寄生参数的影响，驱动电路应尽可能靠近MOSFET的门极，并使用嵌位电路减小驱动电压的振荡。各芯片电源端需加入去耦电容，PCB板上下层之间走线应垂直布置。在主电路中，直流母线应平行对称布置，并且在每相桥臂两端并联薄膜电容可以减小PCB的杂散电感。

本文使用Altium Designer绘制了电路板，并使用Ansys Q3D分析了PCB板寄生参数。PCB采用双层板，上层为驱动电路，下层为功率电路布线。MOSFET位于PCB板下方，驱动电路与驱动电源分布在MOSFET上方。相较于排线式驱动与插接式驱动，本设计减小了驱动电路输出距MOSFET门极的距离，使得驱动电路的寄生电感最大值仅为10.42 nH。两条直流母线平行分布在PCB板底面，利用互感减少部分寄生电感。此外，直流母线大面积覆铜减小了电流回路长度，其最大寄生电感折合为50.61 nH。三相输出直接从MOSFET引脚引出输出端子，其寄生电感最大值为11.11 nH。4只薄膜电容分布在三相桥臂之间，尽可能地靠近上下开关 管，对开关振荡有吸收作用。PCB板寄生参数分析及PCB 3D模型如图6所示。

4 实验分析

研制的7.5 kW三相SiC逆变器实验样机及测试平台如图7所示。输入电压由电网经三相调压器再整流滤波后得到550 V直流电压，三相负载由3 个8Ω电阻和200μH电感构成，驱动信号由TMS 320F28335 DSP板产生6路SPWM。

实验波形及逆变器整体温度如图8所示。图8（a）是逆变器输出的线电流和线电压波形，由图可见，逆变器输出的线电压为220 V，三相电流只含有开关次谐波；图8（b）是下桥臂的驱动信号与MOSFET开关波形，由于测量干扰，驱动信号产生了毛 刺；图8（c）为下桥臂电压的上升沿和下降沿波形， 可以看出SiC MOSFET的开通时间与关断时间仅有30 ns左右，比IGBT快了1倍；此外，功率管的开关振荡基本消除，且最大的电压超调仅有30 V；图8（d）是使用FLUKETi25红外热成像仪拍摄的 逆变器的整机温度，由图可见，在15℃环境温度下，逆变器最高温度为73.4℃，满足SiC MOSFET 稳定工作的要求。

5 结论

碳化硅器件的低导通内阻、高耐压和高频的特点，使得电力电子变换器的效率和功率密度进一步提高，在电动汽车等领域有着广泛的应用前景。本文首先针对两电平三相逆变器拓扑进行了功率器件和电容选型，设计了适用于SiC MOSFET的隔离型驱动电路，并确定了最佳的门极电阻参数；之后计算了逆变器的功率损耗并进行了散热分析，并使 用Icepak有限元仿真软件进行了验证。考虑到寄生参数对电路的影响，本文在PCB布局方面给出了解决方案。7.5 kW SiC逆变器试验样机的开关频 率为100 kHz，理论效率可达97.5%，并采用风冷散热，降低了体积和成本。实验结果表明，逆变器的主电路和驱动电路达到了设计目标，且散热器可以将器件温度控制在合理的工作温度下，满足长时间工作的要求。